工業、科學和醫療射頻(ISM-RF)產品的無數應用案例表明，這些產品的印制板(PCB)布局很容易出現各種缺陷。人們時常發現相同IC安裝到兩塊不同電路板上，所表現的性能指標會有顯著差異。工作條件、諧波輻射、抗干擾能力，以及啟動時間等等諸多因素的變化，都能說明電路板布局在一款成功設計中的重要性。

本文羅列了各種不同的設計疏忽，探討了每種失誤導致電路故障的原因，并給出了如何避免這些設計缺陷的建議。本文以FR-4電介質、厚度0.0625in的雙層PCB為例，電路板底層接地。工作頻率介于315MHz到915MHz之間的不同頻段，Tx和Rx功率介于-120dBm至+13dBm之間。

其中大多數問題源于少數幾個常見原因，我們將對此逐一討論。

電感方向

當兩個電感(甚至是兩條PCB走線)彼此靠近時，將會產生互感。第一個電路中的電流所產生的磁場會對第二個電路中的電流產生激勵。這一過程與變壓器初級、次級線圈之間的相互影響類似。當兩個電流通過磁場相互作用時，所產生的電壓由互感LM決定：

式中，YB是向電路B注入的誤差電壓，IA是在電路A作用的電流1。LM對電路間距、電感環路面積(即磁通量)以及環路方向非常敏感。因此，緊湊的電路布局和降低耦合之間的最佳平衡是正確排列所有電感的方向。

對電路B的方向進行調整，使其電流環路平行于電路A的磁力線。為達到這一目的，盡量使電感互相垂直，請參考低功率FSK超外差接收機評估(EV)板(MAX7042EVKIT)的電路布局。該電路板上的三個電感(L3、L1和L2)距離非常近，將其方向排列為0°、45°和90°，有助于降低彼此之間的互感。

 

綜上所述，應遵循以下原則：

電感間距應盡可能遠。

電感排列方向成直角，使電感之間的串擾降至最小。

引線耦合

如同電感排列方向會影響磁場耦合一樣，如果引線彼此過于靠近，也會影響耦合。這種布局問題也會產生所謂的互感。RF電路最關心問題之一即為系統敏感部件的走線，例如輸入匹配網絡、接收器的諧振槽路、發送器的天線匹配網絡等。

返回電流通路須盡可能靠近主電流通道，將輻射磁場降至最小。這種布局有助于減小電流環路面積。返回電流的理想低阻通路通常是引線下方的接地區域—將環路面積有效限制在電介質厚度乘以引線長度的區域。但是，如果接地區域被分割開，則會增大環路面積。對于穿過分割區域的引線，返回電流將被強制通過高阻通路，大大提高了電流環路面積。這種布局還使電路引線更容易受互感的影響。

 

 

對于一個實際電感，引線方向對磁場耦合的影響也很大。如果敏感電路的引線必須彼此靠近，最好將引線方向垂直排列，以降低耦合。如果無法做到垂直排列，則可考慮使用保護線。關于保護線的設計，請參考以下接地與填充處理部分。

 

 

綜上所述，布板時應遵循以下原則：

引線下方應保證完整接地。

敏感引線應垂直排列。

如果引線必須平行排列，須確保足夠的間距或采用保護線。

接地過孔

RF電路布局的主要問題通常是電路的特征阻抗不理想，包括電路元件及其互聯。引線覆銅層較薄，則等效于電感線，并與鄰近的其它引線形成分布電容。引線穿過過孔時，也會表現出電感和電容特性。

過孔電容主要源于過孔焊盤側的覆銅與地層覆銅之間構成的電容，它們之間由一個相當小的圓環隔開。另外一個影響源于金屬過孔本身的圓柱。寄生電容的影響一般較小，通常只會造成高速數字信號的邊沿變差(本文不對此加以討論)。

過孔的最大影響是相應的互聯方式所引起的寄生電感。因為RF PCB設計中，大多數金屬過孔尺寸與集總元件的尺寸相同，可利用簡單的公式估算電路過孔的影響：

式中，LVIA為過孔的集總電感;h為過孔高度，單位為英寸;d為過孔直徑，單位為英寸2。

寄生電感往往對旁路電容的連接影響很大。理想的旁路電容在電源層與地層之間提供高頻短路，但是，非理想過孔則會影響地層和電源層之間的低感通路。典型的 PCB過孔(d = 10 mil、h = 62.5 mil)大約等效于一個1.34nH電感。給定ISM-RF產品的特定工作頻率，過孔會對敏感電路(例如，諧振槽路、濾波器以及匹配網絡等)造成不良影響。

如果敏感電路共用過孔，例如π型網絡的兩個臂，則會產生其它問題。例如，放置一個等效于集總電感的理想過孔，等效原理圖則與原電路設計有很大區別。與共用電流通路的串擾一樣3，導致互感增大，加大串擾和饋通。

 

 

綜上所述，電路布局需要遵循以下原則：

確保對敏感區域的過孔電感建模。

濾波器或匹配網絡采用獨立過孔。

注意，較薄的PCB覆銅會降低過孔寄生電感的影響。

引線長度

Maxim ISM-RF產品的數據資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線，從而將損耗和輻射降至最小。另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數引起的，所以寄生電感和電容都會影響電路布局，使用盡可能短的引線有助于降低寄生參數。通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線，如果采用的是FR4電路板，則產生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有 20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時，會對有效元件值造成很大影響。

“Institute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一個行業標準方程，用于估算微帶線PCB的各種阻抗參數。該文件在2003年被IPC-2251取代5，后者為各種PCB引線提供更準確的計算方法。可以通過各種渠道獲得在線計算器，其中大多數都基于IPC-2251提供的方程式。密蘇里理工大學的電磁兼容性實驗室提供了一個非常實用的PCB引線阻抗計算方法6。

公認的計算微帶線阻抗的標準是：

式中，εr為電介質的介電常數，h為引線距離地層的高度，w為引線寬度，t為引線厚度。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之間時，該公式的計算結果相當準確7。

為評估引線長度的影響，確定引線寄生參數對理想電路的去諧效應更實用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線的特征電容標準方程為：

同理，可利用上述方程從方程式中計算得到特征電感：

舉例說明，假設PCB厚度為0.0625in (h = 62.5 mil)，1盎司覆銅引線(t = 1.35 mil)，寬度為0.01in (w = 10 mil)，采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉/米(F/m)，但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。

對于ISM-RF設計中，電路板上布局長度為12.7mm (0.5in)的引線，可產生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響(LC乘積的變化)，可能產生315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的變化。由于引線寄生效應所產生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。

另外一個例子是Maxim的超外差接收機(MAX7042)的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH;433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：

評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。

綜上所述，布板須遵循以下原則：

保持引線長度盡可能短。

關鍵電路盡量靠近器件放置。

根據實際布局寄生效應對關鍵元件進行補償。

平面走線電感

不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大多數受控和高Q值電感均為繞線式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產品。盡管如此，有些設計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：

式中，a為線圈的平均半徑，單位為英寸;n為匝數;c為線圈磁芯的寬度(rOUTER - rINNER)，單位為英寸。當線圈的c 》 0.2a時11，該計算方法的精度在5%之內。

可以使用方形、六角形或其它形狀的單層螺旋電感。可以找到非常好的近似方法，對集成電路晶圓上的平面電感進行建模。為了達到這一目的，對標準惠勒公式進行修改，得到非常適合小尺寸及方形規格的平面電感估算方法12。

式中，ρ為充填比：;n為匝數，dAVG為平均直徑：。對于方形螺旋，K1 = 2.36，K2 = 2.75。13

避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控制較差，從而無法預測電感值。此外，PCB生產過程中很難控制實際電感值，電感還會將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向(參見上文中的引線耦合部分)。

總而言之，應該：

避免使用平面走線電感。

盡量使用繞線片式電感。

總結

如上所述，幾種常見的PCB布局陷阱會造成ISM-RF設計問題。然而，注意電路的非理想特性，您完全可避免這些缺陷。補償這些不希望的影響需要適當處理表面上無關緊要的事項，例如元件方向、走線長度、過孔布置，以及接地區域的用法。遵守以上的指導原則，您可明顯節省浪費在修正錯誤方面的時間和金錢。